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巧妙的技术改善了热电偶测量

来源:发表时间:2019-06-20


      金莎娱乐官方网站热电偶价格低廉,但达到合理的精度 - 比如±0.5°C - 需要仔细的信号调理和冷端补偿。虽然热电偶不需要任何外部激励,并且它们的小尺寸和低输出阻抗产生宽带,低噪声输出信号,但它们的非线性毫伏级输出会降低测量灵敏度。
      TC通过在结点上产生与温度成比例的小电压来感测环境温度。要测量该电压,必须将TC线连接到放大器或电压表,产生两个不需要的寄生结,产生与所需信号串联的误差电压(图1)。这些寄生结必须具有相同的温度。要将TC电压说明为绝对温度信号,必须将这些寄生结保持在已知温度或以电子方式补偿其影响。实际上,TC测量其“热”结处的温度,相对于两个寄生结处的温度 - 历史上称为“冷结”。冷端产生寄生电压。


图1 - 对于精确的热电偶测量,热电偶的冷端和补偿电路的温度传感器必须是等温的。
冷结产生寄生电压
      术语“冷结”源于将寄生结保持在0°C并将其浸入冰水混合物中的做法。尽管非常准确,但这种方法对于大多数应用来说是不切实际的。作为另一种选择,您可以通过伺服控制Peltier冷却器来模拟冰浴,但这种方法对于大多数应用而言过于复杂和笨重。
      更好的技术(图2a)采用电子补偿电路,它跟踪冷端温度,而不是将结保持在恒定温度。该电路提供与冰浴相同的结果,但实施起来更简单。它在0°C时产生0V,并且在预期的冷端温度范围内,其输出电压与温度的斜率与热电偶的斜率相同。为了正常运行,补偿器的温度传感器必须与冷端保持等温。


      图2-这些电路中的每一个都将热电偶的输出与IC 1的电子冷端补偿相结合。电路a减去这些电压,电路b以串联相反的方式排列电压并放大差值。
      冷端补偿器IC测量冷端的环境温度,并产生可与E-,J-,K-,R-,S-和T-型热电偶一起使用的输出电压。IC 1中的低电源电流使自加热最小化,否则会降低冷结的等温操作; 低功耗还支撑电池操作。该芯片的±5%精度与基于热电偶的系统可实现的整体精度兼容。
      零下温度摆动V OUT负极图2a中的运算放大器放大了热电偶电压与IC 1冷端补偿电压之间的差值。C 1和C 2提供滤波,电位器R 5调整信号增益。R 6具有典型值; 另一个值可以更好地适应所需的修剪范围。例如,降低R 6和增加R 6将提供更高的增益和更低的调整分辨率。图2b 图中显示了一个类似的电路,用于K型热电偶,它以串联相对的方式组合TC和补偿电压。可选的下拉电阻(R 4)允许V OUT摆动为负,从而表示低于0°C的温度。
      IC 2中的低偏置电流对于避免由运算放大器的输入滤波器(R 7,C 2)和IC 1的输出阻抗引起的失调误差非常重要。型-J,-K,-E,以及T型热电偶,其具有40至60μV/℃塞贝克系数,需要高档精密双极放大器,如 图2b中的LTC1052。(该器件提供30-μV偏移电压,1.5μV/°C漂移和1-nA输入偏置电流。)
特别关键的应用需要斩波稳定放大器,如图2b的LTC1052(5-μV偏移,0.05-μV/°C漂移,30-pA输入偏置电流和30×10 6 开环增益)。该放大器适用于R型和-S型热电偶(其塞贝克系数范围为6至15μV/°C),特别是当应用在环境温度下覆盖大摆动或不允许偏移调整时。
      热电偶放大器的另一个误差来源是开环增益不足。例如,用于K型热电偶的放大器产生100 mV /°C,必须具有2500的闭环增益。在此应用中,一个普通运算放大器规定最小开环增益为50×10 3会产生(2500/50,000)×100 = 5%的增益误差!虽然通常您会通过微调来校准闭环增益,但开环增益中的温度漂移仍会降低输出精度。与E型,4型,-K型和-T型热电偶一起使用的最小推荐开环增益为250,000。如果放大器的输出产生10 mV /°C或更低,该值也适用于R型和-S型热电偶。
Eschew kovar封装引线
      无论您选择何种类型的运算放大器,双列直插式封装都优于TO-5金属封装,特别是如果运算放大器的电源电流超过500 pA。TO-5的kovar引线引入了热电偶效应,可以在外部空气运动或封装中的热梯度存在的情况下产生交流和直流偏移。
      您还应该了解与热电偶放大器本身相关但在外部的注意事项。这些包括过压保护,共模电压和噪声。保护是必要的,因为热电偶线经常拾取静电电压或接触可能损坏放大器电路的高电压。例如,图3a中的R LIMIT电阻会衰减故障电压。并且,通过添加电容(如虚线所示),您也可以获得信号滤波。图3b电路显示差分输入的平衡保护。同样,连接可选电容器除了提供过压保护外,还提供低通信号滤波。二极管可有效地将信号路径钳位到电源电压,但您必须评估二极管泄漏电流的影响,尤其是在限制电阻值较高的情况下。类似地,通过高值限制电阻流入放大器电路的偏置电流会产生测量误差。在某些情况下,您必须降低精度,以满足系统对电压保护和噪声抑制的要求。


      图3 - 您在此处看到的电阻可保护电路免受热电偶线路上的过电压影响。可选电容器为接地或电池供电系统(a)或系统(b)提供信号滤波,可接受开路接地或开路热电偶线路。
      图4的放大器电路将滤波与热电偶电压的全差分感测相结合。如果所有信号都保持在开关电容构建模块(IC 1)的电源电压范围内,则该电路提供120 dB的共模抑制。(如果信号超过该范围,则电路可能需要如图3所讨论的保护网络。)IC 1内的开关动作将电荷从外部“快速电容器”C 1传输到外部输出电容器C 2。您可以通过控制芯片的换向频率来改变传输速率,从而改变整体带宽。电阻器R 1为IC 1的浮动输入提供偏置电流路径,下拉电阻(如虚线所示)启用零下温度读数。


      图4-该差分输入热电偶放大器通过开关电容电路(IC 1)实现“飞跨电容”隔离。
      在具有高噪声和共模电压的热电偶应用中,保护网络和差分操作可能不够。例如,工业环境可以产生100V或更高的地电位差。对于这些情况,您必须将热电偶及其信号调理电路与地电隔离。该电路需要一个完全隔离的电源和一个隔离的信号传输路径,在输出端接地。精心设计允许单个路径传输浮动电源和隔离信号。更重要的是,热电偶允许您交换带宽以达到直流精度。
      一个变压器隔离信号和功率图5的隔离信号调理器在175V共模电压下提供±0.25%的精度。单个变压器T 1传输隔离的电源和数据。首先,注意由反相器IC 1A和相关元件组成的振荡器电路,它产生图6所示的时钟信号,走线A.逆变器IC 1B,IC 1C和相关元件拉伸该信号中的正脉冲(迹线B),并将它们应用于2.2kΩ电阻R 1。脉冲幅度稳定,因为逆变器从由IC 2和IC 3组成的(近似)10.7V稳压器获得稳定的电源电压。


      图5-变压器T 1为该热电偶信号调理器的功率和信号提供175V隔离。精度为±0.25%。


      图6-这些波形描述了来自图5电路的选定信号。例如,迹线E的负脉冲电平表示所需的热电偶温度。
      R 1中的电流脉冲驱动T1的初级(走线E),在次级((b,走线F)的发射极产生电压脉冲。运算放大器IC 6将此信号与运算放大器IC 7产生的调节热电偶电压进行比较通过驱动Q 2的基极,ICe的输出(走线G)迫使变压器的次级电压(引脚3)钳位在IC 7的输出电平。钳位动作对低输出电压有效,因为Q 2工作在倒模式。
      T 1的初级电压钳位响应于次级电压的钳位。在IC 6的输出稳定后,稳定的钳位初级电压代表热电偶的输出信号。同时,来自反相器IC 1D的延迟时钟信号(迹线C)控制采样/保持放大器IC 4,使得该器件对T 1的初级电压进行采样。当时钟波形(迹线A)变低时,IC 4返回保持模式。电位器R 3调节采样/保持信号的偏移,电位器R 4调节增益。
      当IC 1C的输出(迹线B)进行从高到低的转换时,C 1和R 2的微分作用导致IC 1F 'S输出(迹线D)暂时变低。Q 1接通,迫使大量能量进入T 1的初级。通过T 1的次级(引脚3,6)产生的通量破坏了IC 6的反馈回路的平衡,导致输出饱和(迹线G)。然后,过量的磁通量能量转移到另一个次级(引脚1,4),迫使电流涌入存储电容器C 3。每个时钟周期产生这样的电流脉冲,产生隔离的直流电源电压V ISOL。
      您应该了解影响图5电路操作的几个因素。例如,变压器特性构成了可实现精度的主要限制。钳位方案依赖于避免变压器磁芯饱和。钳位间隔必须很短,并且在此间隔期间T 1的初级电流应相对于核心饱和值保持极低。电源刷新脉冲在数据传输之后马上发生,而不是之前发生,以允许变压器核心暂停以从饱和状态恢复。低时钟频率(350 Hz)确保了足够的时间间隔用于此目的; 在大多数热电偶应用中,产生的低带宽并不重要。
      要调整电路的增益,请根据所需的最高温度和热电偶类型选择R 5(IC 7的反馈电阻)。在调整偏移调整(R 3)之前,应将IC 7的输出设置为50 mV ; 由于Q 2饱和,电路无法读取低于20 mV的IC 7输出。输出电压与温度的漂移取决于进入T 1初级绕组的恒定幅度电流脉冲,而T 1的初级绕组又取决于绕组中使用的铜的温度系数。R 1然而,通过充当绕组的电流源来淹没这种效应,留下约60ppm /℃的残余温度系数。幸运的是,IC 1C的饱和电阻具有相反极性的温度系数,其部分地补偿了残留物。包括IC 3的整体温度系数约为100ppm /℃。
      尽管图7的隔离放大器比图5中的隔离放大器更复杂,但其 精度为0.01%,典型漂移为10 ppm /°C,适用于伺服系统和高分辨率应用。如在图5中,单个变压器传输的分离的数据和功率。然而,热电偶电压在耦合变压器之前经历脉冲宽度调制。然后电路将该信号解调回直流。


      图7-在该隔离电路中,脉冲宽度调制的热电偶信号通过变压器屏障传输。准确度为±0.01%。
      同样,反相器IC 1A产生时钟波形(图8,迹线A)。在由反相器IC 1B,IC 1C和相关组件引入的小延迟之后,该波形的从高到低的转变设置触发器IC 2(迹线B)。由反相器IC 1D和IC 1E缓冲的时钟信号也驱动T 1的初级(迹线C)。结果,T 1次级接收能量并将其传递到存储电容器C 1,从而产生V ISOL,即电路那一侧的隔离电源电压。


图8 -在图7电路的迹线B上的正脉冲宽度对应于所述热电偶的温度。
      除了产生V ISOL之外,T 1次级时钟脉冲还包括脉冲宽度调制器,闭环电路包括IC 4B,IC 6B,IC 7A和IC 7B。运算放大器IC 8放大热电偶信号并将其施加到IC 6B的同相输入端,进而伺服偏置比较器IC 7A。每当lC 7B允许C 2(迹线E)通过电阻器R 1接收电荷时,IC 7A产生脉冲,其持续时间与热电偶电压成比例。在IC 2A反转之后这些脉冲还驱动R 2 / C 3积分器,它将直流电压传送到IC 6B的反相输入端。C 6为反馈回路提供补偿。
      电路精度要求IC 2A输出端的脉冲宽度稳定。IC 2A的低损耗MOS开关特性有助于实现必要的精确定时,IC 4B提供的稳定电源电压也是如此。工作频率的稳定性(由逆变器I 1A设定)对脉冲宽度几乎没有影响,因为该频率对于初级侧解调方案是共同的。
      解调过程如下:C 4和R 3区分IC 2A输出的负向边缘,使IC 1F向Q 3的基极传送脉冲(迹线G)。作为回应,Q 3向T 1的次级(迹线H)提供快速尖峰。(IC 7A的同相输入端的二极管D 1断开可能引起振荡的再生回路。)引脚7和3之间的T 1主要部分接收尖峰,然后驱动Q 2的基极。问2表现为时钟解调器,只有当其基极为高且其发射极为低时 - 当T 1传输数据而不是功率时,才将其集电极拉低(迹线B)。
      来自Q 2的集电极尖峰复位触发器IC 5。与IC 2A一样,该触发器是由稳定电源(从IC 4获得)供电的MOS器件,并且由与脉冲宽度调制器相同的频率计时。因此,触发器的Q输出信号具有dc-avenge值,该值主要取决于IC 8输出端所需的热电偶信号。环境温度,电源电压和时钟频率的变化几乎没有影响。
延迟转换为偏移误差
      滤波器组件R 4和C 5提取信号的直流值; R 5允许调整总增益。电压跟随器IC 6A产生电路的输出。因为这种方案取决于触发器边沿信号的精确定时,所以必须考虑放电C 2(迹线E)的小延迟,以避免小的偏移误差。IC 5的S(设置)线的延迟通过将迹线B的上升沿设置为与迹线F的上升沿一致来补偿该误差。迹线B的下降沿不需要这样的补偿,因为宽带电路元件构成信号路径(IC 1F),问2,T 1和Q 2)。同样,通过使用指定的电阻并匹配电压基准IC 3和IC 10,您可以获得10 ppm /°C的整体漂移和0.01%的线性度漂移。
      使用类似的技术,您可以构建一个0.25%准确,隔离的热电偶信号调理器,提供数字PWM输出(图9)。IC 3的反相器产生缓冲时钟信号(图10,迹线A)。Q 1驱动T 1。同时,R 2 / C 3微分器提供设置触发器IC 8的尖峰(迹线B)(迹线C)。施加到T 1主要时钟的时钟脉冲出现在次级(引脚8),驱动V ISOL电源。脉冲还使IC内部的并联,漏极开路的开关5关闭,从而可以排出? 1。(R 1 / C 2滤波器可防止由于再生反馈引起的振荡。)


      图9-该热电偶放大器提供信号调理,隔离和脉冲宽度调制输出。


      图10-对图9电路的这些波形特别感兴趣的是脉冲宽度调制输出(迹线C)。
      当脉冲结束时,来自Q 2 / Q 3电流源的电流开始对C 1进行再充电。将所得的电压斜坡(痕量d)驱动IC比较器的一个输入端5 ; 与热电偶电压相关的信号驱动另一个输入。当这些电压达到相等时,比较器切换到高电平,导致脉冲波动IC 7A,IC 7B,IC 7C逆变器链(迹线E)和驱动T 1的次级。(三个反相器用于锐化信号的低到高转换。)结果,T 1的初级产生负尖峰(引脚4),使Q 4偏置,导致其集电极变低(迹线G)。
晶体管Q 4和Q 5构成一个时钟同步解调器,仅当时钟信号(Q 1的发射极)为低电平时,才将IC 8的R(复位)引脚拉低。在数据传输期间发生这种情况,但在电力传输期间不会 解调输出(迹线H)包含一个负尖峰,用于复位触发器。由于该尖峰与迹线E的高到低转换同步,因此IC 8的输出脉冲持续时间(迹线C)与热电偶温度成正比。
四种技术使TC信号线性化
      由于热电偶对温度的响应是非线性的,因此其信号调理电路会产生非线性信号。但是,通过线性化该信号,您可以在许多应用中简化进一步的信号处理。偏移加法,断点,模拟计算和数字校正是用于此目的的四种技术。
偏移加法方案依赖于用常数项偏置非线性“弓”。得到的输出电压在低端为高而在高端为低,但这两个极端之间      的误差减小(图11):折衷降低了整体误差。这种方法适用于非线性在很宽的范围内或在很窄的范围内很大的应用。


      图11-通过引入偏移电压并移动简单放大器的增益,可以获得更接近热电偶特性的输出。
      S型热电偶是相对非线性的 - 它们在25°C时产生6μV/°C,在1000°C时产生11μV/°C。图12示出了用于这种热电偶的偏移加法线性化电路。该电路类似于图2b的电路,除了从IC 2导出并通过R 4施加的偏移项。IC 3 是一款斩波稳定运算放大器,可用于最大限度地减少漂移。电路精度为±3°C,范围为800至1200°C。要校准电路,设置V T = 0.0000V并调整R 5,使V OUT = 1.669V。然后,设置V T = 9.585V(T = 1000°C)并调整R 2使得V OUT = 9.998V。


      图12-该电路从2.25V基准电压源(IC 2)获得其偏移erm,并用它来帮助线性化S型热电偶的输出。
      在图13的电路是一个配置的适配(参考文献1) ,使用断点来改变电路的增益随着输入信号而变化。该方法要求您缩放与放大器IC 4A-4D,IC 3B和IC 3D相关的输入和反馈电阻。IC 3C反相输入端的电流总和产生的输出电压与热电偶温度成线性关系。不同值的输入电阻器使得每个放大器,IC 3D,IC 4A,IC 4B和IC 4C,开始以不同的输入信号电平提供电流,开关二极管产生每个放大器的分段线性响应。对于0到650°C的范围,典型的电路精度为±1%。


      图13-由于引入了不同信号电平的离散断点(放大器IC 3D,IC 4A,IC 4B和IC 4C),热电偶的输出被线性化。
      图14的电路(参考文献1)用连续的模拟计算机功能取代断点,使用更少的放大器和电阻器,并提供类似的性能。多功能转换器IC 4通过将单个断点与适当的缩放相结合来线性化响应。


      图14-提供与图13相当的性能,该线性化电路使用模拟计算机功能代替断点。
在App中实现断点
      数字技术已经变得流行用于线性化热电偶信号,因为它们消除了校准修整。例如, 凌力尔特企业开发的Guy M Hoover 的图15电路将数字化热电偶电压馈送到μP,该μP在App中实现大量断点。要使用该电路,只需加载App并通电即可; μP然后线性化数字化的热电偶信号并存储结果。(编者注:通过向App列表编辑器,EDN,275 Washington St,Newton,MA 02158发送一个自我填写的盖章信封(0.39美金邮资),可以获得为此应用程序提供所有必要代码的清单。


      图15-通过引入微型计算机(IC 5)在App中实现断点,该热电偶线性化电路消除了校准微调。
      IC 4是一款10位A / D转换器,在0至500°C范围内可提供0.5°C的分辨率。IC 2放大并滤波热电偶信号; IC 1提供冷端补偿; 和IC 3 提供精确的参考电压。(为了保持精度,参考电压需要至少6.5V电源; A / D转换器通过R 1 -R 2分频器监控此电压。)IC 4 提供的1024步分辨率(比所需的1000多分辨率)确保温度分辨率为0.5°C,即使对于非线性热电偶特性也是如此。例如,间隔30°C的温度数据点之间的线性插值引入的误差小于01°C。
      冷端补偿器IC 1通过提供高达0.5°C的误差来控制失调误差预算。(IC 4的5-μV偏移贡献不超过0.1°C。)增益误差最大为0.75°C,主要是因为使用了具有0.1%容差值的增益电阻。IC 3的输出电压容差和IC 4的增益误差也会导致整体增益误差; 你可以通过修剪IC 3来减少这个数字增益电阻器。A / D转换器保持低于0.15°C的线性误差。通常,这些误差组合在一起产生0.5°C或更低的总值,不包括热电偶本身。额外的0.5到1.0°C的导线连接误差在实践中并不少见,但要小心,可以将这些误差保持在0.5°C以下。EDN
如果你不记得Seebeck博士
      热电偶是目前使用最广泛的温度传感器。然而,他们的操作原则可以追溯到1822年,当时一位爱沙尼亚医生意外地发现了热电偶效应。在研究热量对电流连接的影响时,Thomas Seebeck将一块铜加入到一块铋中,形成一个环。然后他注意到附近的指南针指示磁场干扰。塞贝克没有意识到电流正在流动,所以标注了“热磁”的效果。
      他继续尝试不同的金属组合,并最终公布了他的工作成果(参考文献1)。当然,进一步的研究已经确定,“热磁”,现在被称为“塞贝克效应”,是一种可靠且可重复的电气现象。
热电偶系统中的其他误差源
      您必须小心处理热电偶产生的低电平信号。通常,热电偶系统精度高于0.5oC很难实现。除了随附文章详细讨论的主要误差源之外,您应该了解连接线,冷端不确定性以及传感器的错误放置可能产生的影响。
      用于连接热电偶及其调理电路的电线形成额外的,不需要的热电偶结。您应该将这些接头保持在相同的温度,以尽量减少它们的影响,通常可以将它们靠近放在一起。在相同的cawes中,您可以通过选择合适的连接线和其他附件来消除连接。
      不同金属的连接总是产生热电偶连接。这种不同的金属包括IC封装的引线(可伐合金到TO-5罐;合金42到DIP中的铜),以及电镀饰面和焊料中发现的各种其他金属。如果它们都具有相同的温度,则所有这些结的净效应将为零,但功耗通常会导致IC封装或印刷电路板内的温度梯度。因此,应特别注意确保热电偶终端附近,冷端补偿器和热电偶放大器中没有温度梯度。
      如果无法消除给定的温度梯度,则将等敏感导线等温定位。在本文附带的原理图中,敏感引线包括LT1025的R-和输出引脚,放大器输入引脚,以及增益设置电阻的引脚。值得关注的一个因素是在预热期间放大器的偏移电压的明显漂移。这样的误差可以达到几十微伏,特别是在具有可伐导线的TO-5罐中 - 即使漂移对于芯片本身测量为零也是如此。
结点感应IC封装
      当然,罪魁祸首是封装内的热电偶材料不匹配,从引线框架到键合线到IC金属化到硅的路径。(引线框架与键合线是主要结点。)效果与功耗成正比,您可以通过选择汲取低电源电流的IC,通过在低电源电压下工作以及避免使用TO-5罐来最小化它。在校准系统或测量其性能之前,您可以通过指定5分钟预热来适应剩余的漂移。
      热电偶的冷端是另一个重要的误差源。真正的冷端(冰浴参考)会根据所需温度的微小偏差产生误差,但有源补偿器IC会在检测和跟踪环境温度的过程中产生误差。您必须采取措施,通过将冷端和IC保持在相同温度来确保准确跟踪。这些措施包括使用高热容量块和热罩。
      由于热电偶测量其自身温度,因此热电偶的放置也可能是误差源。例如,在流体系统中,涡流或热电偶周围的层流效应会导致非常大的误差。即使简单的表面测量也可能是不准确的,因为表面和传感器之间的导热性差。有机硅导热油脂可以缓解这个问题,您应尽可能多地将传感器表面与测量表面配合。(理想情况下,热电偶应紧紧地放在表面钻出的孔中。)
      请记住,热电偶引线的作用类似于热管,可为传感器提供直接的热路径。如果表面具有大的热容量,这不是问题,但是其他情况可能需要一些考虑。例如,您可以将引线热交配到表面。此外,在内部环境温度下连接导线将最小化热点效应。您应该对结果持怀疑态度,即使对于那些显然很简单的应用程序也是如此。试验几个传感器位置和安装选项,如果结果一致,您可能正在走上正轨。

本文由上海自动化仪表四厂、 金莎娱乐官方网站、 上海自动化仪表有限企业、编辑,转载请注明版权 相关产品推荐:磁浮子液位计 磁翻板液位计、 电磁流量计、 雷达液位计、 孔板流量计、 热电偶、 流量计、 压力变送器、 涡街流量计、
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